ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Рассмотрим преобразователи переменного напряжения, аналого-цифро­вые, а также преобразователи параметров линейных компонентов в напряже­ние. Аналого-цифровым преобразователем (АЦП) называют измерительный преобразователь, который автоматически осуществляет преобразование непрерыв­ной входной величины в дискретные сигналы измерительной информации о чис­ловом значении этой величины. И хотя данный термин не является достаточ­но строгим и справедлив только для случаев, когда исходная непрерывная ве­личина предварительно преобразуется в аналоговую, он общепринят.

Рис. 17. Принципиальная схема масштабного усилите­ля с высокоомным входом

Измерительные преобразователи переменного напряжения. Преобразование переменных электрических сигналов в постоянные является одной из самых рас­пространенных операций в технике радио- и электроизмерений.

Переменные во времени электрические сигналы характеризуются средним, средневыпрямленным, среднеквадратическим (СКЗ) и пиковым значениями. В соответствии с этим различают и измерительные преобразователи переменного напряжения (ИПН). Различают ИПН на пассивных (на базе полупроводнико­вых диодов и других нелинейных элементов с выпрямительным эффектом) в на активных элементах (кроме указанных пассивных элементов для улучшения параметров используют активные функциональные элементы). В дальнейшем будем рассматривать только ИПН на активных элементах.

В измерительной технике для повышения точности и линейности измерений большое значение имеют обратные связи. Функцию преобразования можно ли­неаризовать, используя отрицательную (ООС), положительную (ПОС) или ком­бинированную обратные связи. Для преобразователей с замкнутой структурной схемой точность и линейность увеличиваются с увеличением глубины ООС. Например, для устройств выпрямления и детектирования сигналов напряжение порога открывания р-n перехода (около 0,6 В) может вносить недопустимо большие ошибки. Использование диода в качестве нелинейного элемента в це­пи ООС позволяет снизить его пороговое напряжение в К раз (К — коэффи­циент усиления ОУ с замкнутой ООС).
При цене единицы младшего разряда 0,1 мВ (предел измерения 200 мВ для 3,5-разрядного вольтметра) этот каскад должен иметь коэффициент усиления K>0,7/(0,1 10~3) =7000, а собственно ОУ Kо>15 — 20 тыс.

В измерительной технике наиболее часто используют преобразователи сред-невыпрямленных значений (ПСЗ). Некоторые устройства ПСЗ обеспечивают линейность функции преобразования начиная с 0,05 — 0,1 мВ. Обычно ПСЗ строятся по схемам двухполупериодного выпрямления (в формировании вы­ходного сигнала участвуют и отрицательная, и положительная полуволны вход­ного сигнала). Преобразователь включает в себя входной делитель напряжения, собственно формирователь модуля входного (измеряемого) сигнала, который формирует его абсолютное значение, и усредняющий фильтр (преобразователь по уровню среднего значения), который выделяет из пульсирую­щего выпрямленного напряжения постоянную составляющую.

Формирователь модуля на рис. 18 позволяет получать линей­ность функции преобразования, начиная с единиц милливольт. При положительной волне нап­ряжения диод VD1 открыт, а диод VD2 закрыт, усилители DA1 и DA2 охвачены общей ООС. Сигнал на выход формирователя модуля передается без ин­версии знака. При отрицательной полуволне напряжения диод VD1 закрыт (цепь разомкнута), a VD2 открыт. Усилитель DA1 охвачен 100%-ной ООС (ра­ботает в режиме повторителя напряжения), и сигнал поступает на инверсный вход второго усилителя DA2 (сигнал на выход передается с инверсией знака). Коэффициент передачи формирователя модуля S = R4/R2, кроме того, R3=R2, a Rl = R2(S+l)l(S — 1).

 

Рис. 18. Принципиальная схема формирматель модуля С7И

Рис. 19. Принципиальная схема быстродей­ствующего формирователя модуля





Рис. 20. Принципиальная схема формирователя модуля

Достаточно линейную функцию преобразования и точность обеспечивают формирователи модуля, в которых выпрямительные диоды включены в цепь ООС усилителя. Схема такого устройства изображена на рис. 19. Формирова­тель имеет хорошее быстродействие и требует всего два подобранных с точ­ностью 0,1% резистора R1, R3. В этом формирователе инверсия знака сигнала -в одном из выпрямительных каналов осуществляется подачей входного сигнала на разнополярные входы дифференциального усилителя.



Большую группу составляют формирователи, в которых абсолютное значе­ние формируется при вычитании ( или суммировании) из выходного сигнала однополупериодного выпрямителя переменного входного сигнала с учетом раз­личных коэффициентов передачи для этих сигналов. Схема такого формирова­теля представлена на рис. 20. Здесь однополупериодный выпрямитель собран на дифференциальном усилителе DA1. Для положительных полуволн входного сигнала коэффициент передачи равен 1, для отрицательных полуволн 2. На дифференциальном усилителе DA2 .собрано вычитающее устройство, для которо­го коэффициент передачи входного сигнала равен 3, а для выходного сигнала выпрямителя 2. На выходе формирователя модуля получаем абсолютное вып­рямленное значение входного напряжения.

В ПСЗ для выделения постоянной составляющей выпрямленного значения используются следующие способы: аналоговое усреднение сигнала; компенса­ционный и способ цифрового усреднения.

Способ аналогового усреднения сигнала осуществляется с помощью фильт­ров нижних частот. Достижимое быстродействие здесь ограничено инерцион­ностью фильтра. Компенсационный способ заключается в выделении из выпрям­ленного сигнала переменной составляющей и ее вычитании из исходного (вып­рямленного) сигнала. Для этого необходимо два параллельных канала — ос­новной и компенсирующий. Способ цифрового усреднения осуществляется при использовании ПСЗ совместно с цифровым вольтметром время-импульсного или частотно-импульсного преобразования. В этом случае в качестве цифрового фильтра используется сам вольтметр, на индикатор которого выводится среднеарифметическое значение из n отсчетов за единицу времени. Более подробный материал по ПСЗ можно найти в [9].

Одним из наиболее распространенных объектов измерения, и преобразова­ния является среднеквадратическое (действующее) значение электрических сиг» налов. Для получения СКЗ необходимо использовать преобразователь с квад-ратичной функцией по мгновенным значениям сигнала (электротепловые пре­образователи мы не рассматриваем).


Если к точности, динамическому и час­ тотному диапазонам преобразователя не предъявляется высоких требований, среднеквадратических преобразователях (СКП) могут быть использованы эле­менты с естественными нелинейностями, например линейно-сегментные аппрок­симаторы на полупроводниковых диодах [9]. Рассмотрим только два варианта построения СКП.

Структурная схема первого варианта СКП — среднеквадратического вольт­метра изображена на рис. 21,а. Здесь исследуемое переменное напряжение срав­нивается с переменным компенсирующим напряжением, формируемым внутри прибора и имеющим ту же форму, что и исследуемое. Измеряемое напряжение их подводится ко входу формирователя 1 компенсирующего напряжения, кото­рый, не меняя формы, обеспечивает стабильный размер среднеквадратического значения выходного напряжения Uф. Этот уровень остается постоянным при изменении их в широких пределах. Сформированное напряжение подается через делитель напряжения 2 с управляемым коэффициентом деления на компаратор 3; оно является компенсирующим (4 — входное устройство).

Если ик>их, то на выходе компаратора появляется импульс, он воздейст» вует на устройство управления 5 и ик уменьшается. Это продолжается до тея пор, пока разность их — ик не стайет меньше порога срабатывания компаратора. Это означает, что uк=ux. Устройство управления одновременно управляет уст­ройством цифрового отсчета 6.

Структурная схема формирователя компенсирующего напряжения приведе­на на рис. 21,6. Основным узлом формирователя является широкополосный ли­нейный усилитель с регулируемым коэффициентом деления 1. Для стабилиза­ции выходного напряжения по среднеквадратическому значению усилитель ох­вачен ООС, в цепи которой содержится фоторезистор. Он освещается лампоч­кой накаливания, питаемой частью выходного напряжения усилителя. (На рис. 21,6 цепь ООС отдельно не показана, так как входит в усилитель с ре« гулируемым коэффициентом усиления.)



Рис. 21. Структурные схемы среднеквавратпесжого вольтметра (а) и формирователя кок­пенсирующего напряжения (б) .





Рис. 22. Функциональная схема второго варианта СКП

Для получения постоянного уровня Uф в формирователь входят также компаратор 2, источник 3 эталонного напряжения Uвт и усилитель сигнала ошибка 4. Компаратор сравнивает значение Uф с UaT и с помощью усилителя сигнала ошибки управляет работой регулируемого усилителя.

Такой вариант построения СКП при жестких требованиях к цепи компен­сации (минимальные фазовые сдвиги и искажения) позволяет получить малую погрешность измерения [14].

Функциональная схема второго варианта построения СКП с использовани­ем логарифмического и антилогарифмического усилителей на ОУ изображена на рис, 22. В упрощенном варианте в этом СКП используется всего три ОУ. На первой ОУ (DA1) собран преобразователь переменного входного сигнала в его абсолютное значение, на втором DA2 — логарифмический усилитель, а на третьем DA3 — антилогарифмический.

Логарифмирование входного сигнала осуществляется благодаря нелиней-ности р-n перехода, включенного в цепь обратной связи ОУ. Функция анти­логарифмирования получается при использовании р-n перехода в качестве вход­ного резистора для инвертирующей схемы на ОУ. В общем случае для полу­чения среднеквадратичной характеристики преобразователя выходное напряже­ние логарифмического усилителя должно быть удвоено. Схемы логарифмичес­кого и антилогарифмического усилителей должны быть однополярными. Ина­че диоды становятся смещенными в обратном направлении и выполнение ука­занных функций прекратится.

На практике часто (для расширения диапазона логарифмической аппрок­симации) вместо диодов используются подобранные транзисторы. Для схемы на рис, 22 желательно, чтобы все четыре транзистора, выполняющих роль р-n перехода, были размещены на одной подложке (т. е. в интегральном исполне­нии). Необходимо также, чтобы постоянная времени C1R2 была много больше времени измерения. При- выполнении указанных требований выходное постоян­ное напряжение будет равно среднеквадратичному значению входного напряже­ния в масштабе, определяемом R2/R1.



Диапазон рабочих токов этих усилителей при использовании диодов сос­тавляет пять декад, а при использовании транзисторов — девять декад (10-1 — 10-8 А).

Время-импульсный АЦП. Основной узел время-импульсного АЦП двойного интегрирования — электронный интегратор — представляет собой устройство, сос­тоящее из двух преобразователей напряжения в ток, устройства сравнения и ключей. На рис. 23 приведена схема электронного интегратора, позволяющего получать значения определенного интеграла от аналогового сигнала (напряже­ния) за данный интервал времени в виде длительности импульса.

Принцип работы интегратора заключается в зарядке конденсатора током, пропорциональным напряжению интегрируемого сигнала, и разрядке его пос­тоянным стабилизированным током. Конденсатор заряжается в течение времени, заданного пределами интегрирования и представляющего первый такт интегриро­вания. Время разрядки конденсатора пос­тоянным током до фиксированного уровня напряжения, определяемого устройством сравнения, представляет результат вычис­ленного значения интеграла данной функ­ции в заданный интервал.

Входной интегрируемый сигнал подается на базу транзистора VT1 (рис. 23), вклю­ченного по схеме ОЭ. Коллектор VT1 че­рез диод VD1 подсоединен к интегрирую­щему конденсатору С, а через резистор R2 и ключевой транзистор VT3 замыкается на источник питания VI. Ток, протекаю­щий через коллектор VT1, будет пропор­ционален напряжению на базе этого тран­зистора.-Конденсатор С разряжается кол­лекторным током транзистора VT2, вклю­ченного по схеме ОЭ, и, следовательно, этот коллекторный ток будет пропорцио­нален напряжению на базе транзистора VT2. Напряжение на базе транзистора VT2 в основном определяется стабилизатором напряжения, состоящим из стабилитрона VD3 и резистора R5. Переключение токов зарядки и разрядки конденсатора осуществляется ключевым транзистором VT3.

 В исходном состоянии, транзистор VT3 открыт и насыщен, что достигается выбором резистора R6. Протекающий через резистор R2 коллекторный ток транзистора VT1 обеспечивает условие |Uc|<|U2-UR2|. В результате чего диод VD1 будет закрыт и весь коллекторный ток VT1 протекает через откры­тый транзистор VT3. Напряжение источника U1 поступает через диод VD2 на стабилизатор тока разрядки, состоящий из транзистора VT2, резистора R3, стабилитрона VD3 и резистора R5. Протекающий коллекторный постоянный ток Iр создает на переходе база — эмиттер VT4 напряжение Uс=IрRбэ+ + Uоткр на конденсаторе С, где Iр — ток разрядки конденсатора, а Rбэ — соп­ротивление перехода база — эмиттер транзистора VT4, UОткр — порог открыва­ния транзистора VT4. Транзистор VT4 открыт, и напряжение на его коллекторе близко к напряжению на эмиттере.



При поступлении на базу транзистора VT3 закрывающего импульса начина­ется процесс зарядки конденсатора С коллекторным током транзистора VT1. При увеличении напряжения на конденсаторе транзистор VT4 также закрыва­ется. После закрывания транзистора VT3 прекращается подача напряжения пи­тания на стабилизатор тока разрядки, в результате ток разрядки на конденса­тор не поступает. Ток зарядки поступает на конденсатор С в течение времени, пока транзистор VT3 закрыт. Начало и конец импульса, закрывающего VT3, определяют пределы интегрирования.

                     

Рис. 23. Принципиальная схема электронного интегратора

Рис. 24. Упрощенная схема ЦАП

После окончания импульса, определяющего первый такт интегрирования, транзистор VT3 открывается и ток коллектора VT1 весь проходит через откры­тый транзистор VT3, а за счет падения напряжения на резисторе R2 напряжение на коллекторе VT1 уменьшается и диод VD1 оказывается закрытым. При по­даче на стабилизатор тока разрядки нап­ряжения питания VI через открытый тран­зистор VT3 на конденсатор С поступает ток разрядки, который разряжает конден­сатор до исходного состояния. Результатом интегрирования является положительный импульс определенной длительности на коллекторе VT4. На выходе интегратора длительность выходного импульса равна длительности только второго такта инте­грирования.

Для получения вольтметра к элек­тронному интегратору необходимо доба­вить входное устройство, устройство кван­тования выходного импульса и счетчик импульсов с устройством индикации. Кодоимпульсный АЦП. Основными узлами кодоимпульсного АЦП являются N-разрядный двоично-десятичный реверсивный счетчик (N — число разрядов преобразователя), N-разрядный ЦАП и компаратор. Входной аналоговый сиг­нал поступает на положительный вход компаратора, его отрицательный вход подключен к выходу ЦАП. Выход компаратора управляет работой двоичного счетчика (сложение или вычитание).

Узлом, определяющим в основном разрешающую способность и точность-АЦП, является ЦАП.


Его упрощенная принципиальная схема дана на рис. 24. Цифро-аналоговый преобразователь состоит из резистивной матрицы, чаще всего типа R — 2R, ключей, сумматора токов на базе ОУ и источника опор­ного напряжения, В матрицах типа R — 2R номинал резистора последующего разряда удваивается по сравнению с предыдущим. Таким образом для JV-разрядного преобразователя номинал резистора разряда с номером N (т. е. млад­шего значащего разряда — МЗР) составляет 2N-1R, а элементарная ступенька тока, соответствующая единице в МЗР, I=UOП/(2N-1R). Общий ток матрицы IZ, равен сумме токов, текущих от источника опорнрго напряжения Uon через резисторы тех разрядов, ключи которых находятся под напряжением высокого уровня («лог. 1»), т. е. включены. Для матриц типа R — 2R также весьма удобно применять последовательно-параллельные ключи, которые замыкают в состоянии «лог. О» неиспользованные резисторы на корпус, исключая возмож­ность возникновения на них помех и наводок. ч .

Основным недостатком .этой матрицы принято считать большой диапазон номиналов ее резисторов от младшего до старшего знакового разряда (СЗР). В изображенной на рис. 24 схеме ток СЗР составляет 10 мА, а ток МЗР со­ответственно 10/512 мА. Для ОУ потенциал инвертирующего входа примерно равен нулю (UZ=0 В), поэтому замыкание аналоговых ключей в состоянии «лог. 0» на истинную землю не влияет на нормирование токов включенных разрядов. Ток протекает по резистору Roc, создавая на выходе ОУ напряжение.

Uвых= — IZ Rос

Если необходимо переместить шкалу выходного напряжения, например пе­рейти в область положительных выходных напряжений или отсимметрировать выходное напряжение относительно нуля, следует добавить в схему генератор стабильного тока сдвига, который создает на выходе ОУ требуемое напряже­ние сдвига. Разрешающая способность, а при этом виде преобразования и аб­солютная погрешность (без учета нестабильностей опорного напряжения UOП и напряжения срабатывания компаратора) зависят от числа разрядов и от максимального значения измеряемого напряжения Ux max.


Она равна Ux max/2N. При N= 10 и Ux mах=10 В разрешающая способность равна 10 мВ, а относи­тельная погрешность измерения составляет 0,1%.



Рис. 25. Упрощенная схема кодоимпульсного АЦП

Упрощенная схема десятиразрядного кодоимпульсного АЦП приведена на рис. 25. Преобразователь состоит из трех реверсивных счетчиков DD1 — DD3, преобразователя DA1, ОУ DA2 и компаратора DA3. Микросхема DA1 включа­ет в себя десять разрядных генераторов стабильного тока (эквивалент резис­тивной матрицы) и десять буферных ключевых устройств.

На тактовые входы счетчиков подаются синхроимпульсы с тактовой часто­той FT = I00 кГц. Входной сигнал составляет 0 — 10 В.

Цифро-аналоговый преобразователь на основе преобразователя DA1 и ОУ DA2 преобразует код, имеющийся на выходах реверсивных счетчиков, в ана­логовую величину, которая сравнивается в компараторе DA3 с входным измеряемым сигналом. В первоначальные такты, когда напряжение на выходе ЦАП меньше измеряемого, счетчики работают в режиме сложения, прибавляя к свое­му содержимому с приходом каждого синхроимпульса по единице. В момент равенства выходного напряжения ЦАП и входного компаратор выдает сигнал, переводящий счетчики в режим вычитания. Как только разница между напря­жением ЦАП и входным превысит порог срабатывания компаратора, счетчижи снова перейдут -в режим суммирования и т. д. Таким образом, данный АЦП является следящим преобразователем.

Выходы счетчиков подключены к устройству индикации, на котором не-посредственно отображается результат измерений. В данном АЦП два старшая разряда третьего счетчика DD3 не используются. При применении вместо де­сятиразрядной микросхемы DA1 (К572ПА1) двенадцатиразрядной (К572ПА2) разрешающая способность АЦП увеличивается в 4 раза (при условии хорошей стабильности опорного напряжения (70П и напряжения питания аналоговых мик­росхем). В этом случае используются все четыре разряда DD3.

Для расширения диапазонов измерения необходимо АЦП дополнить ат­тенюатором и масштабным усилителем.



В качестве ОУ DA2 можно использовать также ОУ с возможно меньшим напряжением смещения нуля, например К153УД5А.

Частотно-импульсные АЦП. Простые преобразователи напряжение - час­тота. В основу преобразователей напряжение — частота положен принцип ком­пенсации заряда, при котором среднее во времени значение заряда интегрирую­щего конденсатора является примерно постоянным. Функциональная схема пре­образователя напряжение — частота, работающего по этому принципу, приве­дена на рис. 26. В преобразователь входят интегратор, генератор импульсов и формирователь тока компенсации.

Входное измеряемое напряжение Ux с помощью резистора R1, последова­тельно включенного в цепь инвертирующего входа ОУ, преобразуется в ток. Для компенсации этого тока служат импульсы тока, поступающие также на инвертирующий вход ОУ и направленные встречно измеряемому току. Их дли­тельность является строго постоянной я равняется tи, а частота повторения FBai токовых импульсов растет с увеличением приложенного входного напря­жения:



где их — входное измеряемое напряжение; Iов — опорный компенсирующий ток.

(среднее значение). Зависимость между входным напряжением и частотой им­пульсов на выходе преобразователя практически линейна.

Так как частота — величина положи­тельная, знак «минус» перед формулой означает, что полярности входного в опорного токов должны быть противо­положно направлены. Значение компенви-рующего заряда определяется Qк=Iопtш. Из выражения для F видно, что при постоянстве R1 стабильность преоб­разования определяется стабильностью длительности импульсного тока tи и опорного тока IОП, т. е. стабильностью питающих напряжений и зависимостью этих параметров от температуры окружающей среды. В связи с этим в преобразо­вателях, приведенных далее на рис. 27, 29, для формирования импульсов дли­тельностью tи применены специальные ИС.



Рис. 26. Функциональная схема преобра­зователя напряжение — частота

Рис. 27. Принципиальная схема преобразователя напряже­ние — частота с таймером КРИ06ВИ1



Особенностью этих микросхем является очень малое влияние собственной активной части на длительность формируемого импульса. В большей степени стабильность определяет внешняя задающая RС-цепь. Для снижения влияния этой цепи на стабильность ta в ней необходимо применять композиционные ре-зисторы и конденсаторы с диэлектриком из лавсановой, полистироловой или фторопластовой ленты. Для генерации опорного тока IОп в преобразователях (см. рис. 27, 29) использован специальный источник тока. При стабильном нап­ряжении питания (±5 В) опорный ток можно получить от этого напряжения с помощью добавочного резистора. Положительное напряжение +5 В исполь­зуется также для питания ТТЛ-схем.

В преобразователе, принципиальная схема которого приведена на рис. 27, для формирования импульсов опорного тока с длительностью tB можно исполь­зовать интегральный аналоговый таймер КРП06ВИ1 (зарубежный аналог NE555), Он состоит из триггера управления, двух компараторов (низкого и вы­сокого уровней), прецизионного делителя напряжения, узла сброса и выходного каскада. Ввиду дефицитности указанной микросхемы можно рекомендовать аналог таймера, собранный по его структурной схеме на дискретных компонен­тах (рис. 28), Нумерация выводов аналога соответствует цоколевке таймера: 1 — общий; 2 — вход компаратора низкого уровня (запуск); 3 — выход; 4 — сброс; 5 — вход управления порогом срабатывания компаратора; 6 — вход ком­паратора высокого уровня (срабатывание); 7 — выход ключевого транзистора (разряд); 8 — питание 5 — +5 В.



Pиc. 28. Принципиальная схема аналога таймера КР1106ВИ1 на дискретных элементах

Рассмотрим работу преобразователя на рис. 27. В исходном состоянии на выходе таймера DA2 (вывод 3) имеется напряжение низкого уровня; транзис­торы VT1, VT2 закрыты. При приложении ко входу преобразователя положи­тельного постоянного напряжения через резистор R1 в точку суммирования интегратора DA1 течет положительно направленный ток. Конденсатор С1 за» ряжается, и напряжение на выходе интегратора равномерно смещается в отри« цательную область.


Процесс будет продолжаться до тех пор, пока линейно падающее напряжение не достигнет напряжения срабатывания триггера тайме­ра, Это напряжение составляет примерно 1/3 напряжения питания таймера, т. е. при напряжении на выводе 2, равном примерно 2,7 В, таймер переклю­чится. На выходе таймера в течение времени tи=1,1R11C4 будет напряжение высокого уровня. В это время переходы база — эмиттер транзисторов VT1, VT2 будут открыты. Транзистор VT1 подключит резисторы R3, R4 к отрицательно­му источнику питающего напряжения ( — 5 В). В суммирующую точку интег­ратора DA1 начинает течь отрицательно направленный опорный ток. Значение его заведомо больше любого допустимого (в диапазоне напряжений 0 — 1 В) . входного тока. Поэтому направление интегрирования после переключения тай­мера мгновенно меняется на противоположное (меняет свой знак).

Напряжение на выходе интегратора в течение длительности импульса t, равномерно увеличивается. По истечении времени t» таймер возвратится в ис­ходное положение. Далее процесс повторяется снова.

Опорный ток

 — Iоп = ( — U2 — Uocт1)/(R3 + R4),

где Uoст1 — остаточное напряжение коллектор — эмиттер насыщенного тран­зистора VT1. Из этого выражения видно, что оба напряжения питания (±5 В) должны быть хорошо стабилизированы. Значение Uocn транзистора VT1 не­велико. Зависимость дополнительной погрешности от колебаний напряжения питания (относительно ±5 В) и температуры (относительно 20° С) составляет примерно +0,4%/В и — 0,03%/° С в диапазонах ±(4 — 7) В и 0 — 70° С соответственно.



Рис. 29. Принципиальная схема преобразователя напряжение — ча­стота с одновибратором К155АГ1

Для настройки преобразователя (рис. 27) предварительно необходимо за­землить его вход. Затем с помощью потенциометра R5 выставить на коллекто­ре VT2 частоту, не превышающую 1 Гц. После чего подключить вход к ис­точнику напряжения +1 В. Потенциометром R4 выставить на выходе преобра­зователя частоту F= 10 кГц. Преобразователь может работать только от .источ­ника напряжения с малым выходным сопротивлением.


Поэтому следует исполь­зовать предварительный масштабный усилитель, в котором будет осуществлять­ся также и коррекция нуля.

В схеме преобразователя на рис. 29 для формирования временного интер­вала 1И использован одновибратор на ТТЛ-схеме DD2. Эта микросхема с внут­ренней компенсацией, поэтому изменение напряжения питания и температуры окружающей среды мало влияет на формирование интервала ta. Дополнитель­ная погрешность от колебаний напряжения питания +5 В и температуры сос­тавляет около 0,25% |(при напряжении питания +4,75 В; 5,25 В) и — 0,01%/° С (в интервале температур 0 — 70° С).

Для преобразователя на рис. 27 необходимо жестко стабилизировать оба напряжения питания (±5 В). Для преобразователя на рис. 29 такая стабили­зация необходима лишь для напряжения +5 В.

Преобразователь на рис. 29 работает с отрицательным входным напряже­нием. В первоначальный момент одновибратор находится в исходном состоя­нии. На выходе Q микросхемы DD2 — напряжение низкого уровня, а на вы­ходе элемента DD1.3 имеется, следовательно, напряжение высокого уровня. Триггер, состоящий из элементов VT1 и DD1.1, находится в состоянии, при котором на выходе DD1.1 — напряжение низкого уровня, на выходе DD1.2 — напряжение высокого уровня. В этом случае транзистор VT1 закрыт. При подаче на вход преобразователя отрицательного входного напряжения — Ux в точку суммирования интегратора DA1 потечет входной ток, который обеспе­чит равномерное нарастание выходного напряжения интегратора в положитель­ную область. По достижении положительным напряжением напряжения сраба­тывания триггера (VT2, DD1.1) около 0,8 В триггер переключится и на выходе DD1.1 появится напряжение высокого уоовня. На выходе DD1.2 будет напряжение низкого уровня. Транзистор VT1 откроется, в точку суммирования ин­тегратора потечет положительно направленный компенсирующий ток. Значение этого тока заведомо больше любого допустимого значения входного тока. По­этому произойдет изменение направления интеграции, т.


е. выходное напряже­ ние интегратора DA1 станет отрицательным. Триггер на короткое время пе­реключится в свое исходное состояние, но транзистор VT1, несмотря на это, останется в открытом состоянии, так как одновременно с изменением уровня на выходе триггера запускается одновибратор DD2. Вследствие этого на выхо­де Q одновибратора в течение времени tm будет напряжение высокого уровня. Транзистор VT1 будет еще открыт в течение времени

ta= R13 С2 In2.

По окончании импульса длительностью tm транзистор VT1 снова закроет­ся. Далее процесс повторится. Опорный ток

Ion = (U1 — UOCTl)/(R2 + R3),

где Uoст1 — остаточное напряжение коллектор — эмиттер транзистора VT1.

Регулировка данного преобразователя аналогична регулировке преобразова­теля, изображенного на рис. 27.

Преобразователь напряжение — частота по методу дельта-модуляции. В ос­нове данного АЦП лежит метод компенсации входного среднего тока коммути­руемым зарядом или током фиксированного значения от внешнего источника с синхронизацией циклов компенсации импульсами постоянной длительности, по­ступающими от генератора опорной частоты. Такое преобразование основано на принципе следящего уравновешивания, т. е. в точке компенсации (суммиро­вания) поддерживается нулевой средний ток.

Выходным сигналом преобразователя является импульсная последователь­ность со средним числом импульсов за интервал времени, например 0,1 с; 1 с, пропорциональным входному сигналу. Диапазон входных напряжений преобра­зователя 0 — 1 В, константа преобразования 1 МГц/В, погрешность преобразо­вания 0,1%. Здесь используется внешний (кварцованный) сигнал с тактовой частотой 1 МГц. Преобразователь имеет высокое входное сопротивление, оп­ределяемое примененным ОУ.



Рис. 30. Функциональная схема преобра­зователя с дельта-модуляцией

На рис. 30 изображена функциональная схема такого преобразователя: По­ложительное входное напряжение Ux преобразуется резистором R1 в пропор­циональный напряжению входной ток 1Х, который заряжает конденсатор С1 интегратора DA1. Вследствие этого напряжение на выходе интегратора равномерно снижается в отрицательную область.


По достижении выходным напряжением нижней точки срабаты­вания триггера, подключенного к вы­ходу интегратора, триггер переклю­чится во второе состояние. Это пе­реключение запускает следующую за ним логическую схему, которая в те­чение длительности периода такто­вых импульсов замыкает выключа­тель S1. По этой причине в сумми­рующей точке интегратора ток мгновенно меняет свое направление и выходное напряжение интегратора начинает равномерно подниматься в положительную область.

Выключатель S1 должен быть замкнут в течение по крайней мере одного тактового периода для того, чтобы выходное напряжение интегратора приняло свое первоначальное значение. В этом случае триггер переключится обратно. В течение каждого тактового периода, во время которого выключатель S1 замкнут, преобразователь выдаст один импульс, который может подсчитывать-ся счетчиком.

Такое структурное построение преобразователя представляет собой цифро­вое регулирующее устройство, которое поддерживает постоянным среднее вы­ходное напряжение на интеграторе и, следовательно, на конденсаторе С1.

Преобразователь по методу дельта-модуляции имеет на выходе импульсы, интервалы между которыми зависят от числа включений выключателя S1. Поэ­тому нельзя говорить о постоянной частоте повторения выходных импульсов, так как интервалы между импульсами неодинаковы. Но необходимо отметить, что за время измерения tK среднее число коммутаций n опорного тока IОП = =Uon/Ron является постоянным, Если обозначить длительность одного включе­ния (это время равно длительности периода тактовой частоты) как Гоп, а наи­большее число возможных периодов коммутации выключателя S1 через т, то

n = — UxmT0П/(R1 Iоп Tоп).

Отрицательный знак говорит о противоположных полярностях входного и опор­ного токов. Составляющая тТои соответствует определяемому счетчиком им­пульсов времени tK, а n — подсчитанным в это время импульсам, т. е. состоя­нию счетчика N. Для N имеет место

N= — UxtH/(R1 Ioп Tоп).



Состояние счетчика линейно зависит от входного напряжения Ux. Величины tи и Tоп связаны между собой, поэтому они не влияют на результат только в том случае, когда время tm кратно периоду F? = 1/Tоп.

Если резистор R1 — композиционный с высокой временной стабильностью, то на точность преобразования в основном влияет только стабильность опор­ного тока. Малую зависимость опорного тока от колебаний питающих напря­жений и температуры окружающей среды можно получить, применив термо-скомпенсированные источники тока на дискретных транзисторах или на ОУ. Так, в преобразователе на рис. 30 в качестве интегратора использован ОУ. Такое решение используется довольно часто. Но при этом нельзя не учитывать, что выбранный для преобразования входного напряжения во входной ток ре­зистор R1 определяет входное сопротивление преобразователя. Это накладыва­ет ограничения на выбор сопротивления резистора R1. Необходимо также учи­тывать и то, что преобразователь должен работать с высокой тактовой часто­той. Вследствие конечной скорости нарастания выходного напряжения ОУ (для большинства ОУ оно равно примерно 1 В/мкс) нельзя построить эффективный интегратор импульсов опорного тока. Поэтому приходится снижать тактовую частоту.



Рис. 31. Принципиальная схема преобра­зователя с пассивным интегратором

От этих недостатков свободен преобразователь с пассивным интегратором, функциональная схема которого приведена на рис. 31. Здесь имеется возбуж­даемый входным напряжением источник тока, а также источник опорного ком­пенсирующего опорного тока, который включается логической схемой. В таком устройстве среднее напряжение на конденсаторе С1 остается постоян­ным и его можно применять при тактовой частот., вплоть до несколь­ких мегагерц.

На рис. 32 показана практичес­кая реализация такого преобразова­теля. Его крутизна преобразования 1 МГц/В. При замене конденсаторов (на рис. 32 показано в скобках) можно получить крутизну преобра­зования 100 кГц/В при тактовой частоте 100 кГц.


Входное сопротивление преоб­ разователя определяется только типом используемого ОУ. При использовании ОУ со встроенными полевыми транзисторами (например, КД40УД8А, К574УД1А) оно составляет около 1010 Ом.

Операционный усилитель DA1 и полевой транзистор VT1 образуют управ­ляемый напряжением источник тока с большим внутренним сопротивлением. Ток стока транзистора VT1 определяется его входным напряжением и сопро­тивлением резистора R6:

IVT, = UXIR6.

Применение полевого транзистора вместо VT1 уменьшает погрешность пре­образования напряжение — ток, хотя в принципе здесь возможно использовать биполярный n-р-n транзистор. Необходимо обратить внимание на то, что ток стока транзистора VT1 не может быть больше максимального тока стока при напряжении затвор — исток, равном нулю. При входном напряжении 1 В ток стока транзистора VT1 равен 3,03 мА. Поэтому для транзистора VT1 необхо­димо подобрать экземпляр с максимальным током стока, равным или большим 3,5 мА.



Рис. 32. Принципиальная схема преобразователя напряжение — частота с дельта-моду­ляцией

Ток стока транзистора VT1 равномерно разряжает интегрирующий конден­сатор С2. Зарядка этого конденсатора осуществляется импульсами опорного то­ка от источника тока на элементах R4, R5, R8, VT2, VD4, VD5. Опорный ток

Ioп = (UVDH + UVD 5 — Uбэ VT2)/(R4 + R5).

Диод VD5 служит для температурной компенсации зависящего от темпера­туры напряжения база — эмиттер транзистора VT2. Для хорошей термокомпен­сации ток через диоды VD4, VD5 должен быть равен коллекторному току транзистора VT2. Для поддержания высокой стабильности коллекторного тока, равного опорному току, напряжение питания U1 необходимо жестко стабилизи­ровать, несмотря на стабилизацию с помощью диода VD4 напряжения на базе этого транзистора. В качестве VD4 необходимо использовать стабилитроны с малыми динамическим сопротивлением и температурным коэффициентом напря­жения.

Функцию выключателя S1 (см. рис. 30, 31) в реальном устройстве выпол­няют диоды VD2, VD3. Они должны иметь малое время восстановления и боль­шое обратное сопротивление.



При подаче питающих напряжений, а также при положительном входном напряжении в преобразователе будут происходить следующие процессы. В мо­мент включения напряжение на интегрирующем конденсаторе С2, а также на затворе истокового повторителя VT2 отсутствует, так как конденсатор С2 раз­ряжен. Включенный в цепь истока транзистора VT3 стабилитрон VD6 обеспе­чивает сдвиг уровня таким образом, что при Ucz = 0 напряжение на базе транзистора VT4 составляло примерно — 4 В. Поэтому транзистор VT4 зак­рыт и на D входе подключенного к VT4 триггера DD2.1 будет напряжение вы­сокого уровня. С приходом первого после включения питания тактового им­пульса триггер DD2.1 переключится в состояние Q=l. На выходе Q при этом будет напряжение низкого уровня. Оба этих уровня закроют транзистор VT5. Напряжение база — эмиттер этого транзистора станет отрицательным и соста­вит примерно — 3,5 В. На катоде диода VD3 положительное напряжение пи­тания, и он будет закрыт. Диод VD2, наоборот, будет открыт, и ток через транзистор VT2 потечет на интегрирующий конденсатор.

В этом состоянии преобразователь будет находиться до тех пор, пока по­ложительное напряжение на конденсаторе С2 (за счет зарядки его током VT2) не превысит напряжения открывания транзистора VT4. Это значение равно примерно 4,6 В. При открывании транзистора VT4 на его коллекторе появится напряжение низкого уровня. Поэтому триггер DD2.1 с приходом последующего положительного фронта тактового импульса переключится. На выходе Q будет напряжение низкого уровня, а на выходе Q — высокого. Вследствие этого тран­зистор VT5 откроется. На катоде диода VD3 будет напряжение низкого уров­ня, и он перейдет в проводящее состояние. Вследствие этого коллекторный ток транзистора VT2 замкнется на землю через VD3, VT5, DD2.1. Диод VD2 будет закрыт, и на конденсаторе С2 ток от транзистора VT2 поступать не будет. В это время ток стока транзистора VT1, который пропорционален входному напряжению, будет равномерно разряжать интегрирующий конденсатор С2. Раз­рядка конденсатора будет продолжаться до тех пор, пока VT4 снова не зак­роется.


С последующим положительным фронтом тактового импульса D-тряггер DD2.1 снова переключится, на выходе Q будет напряжение высокого уровня, на выходе Q — низкого. В этом случае транзистор VT5 снова закроется и зак­роет диод VD3- Со следующим тактовым импульсом С2 снова зарядится и т. д.

Преобразователь выдает выходной импульс (на выходе Л) всегда, когда на выходе Q D-трштера имеется напряжение высокого уровня в течение вре­мени, большего длительности тактового импульса.

Преобразователь настраивается на обоих концах диапазона входных нап­ряжений или около них. Первоначально соединяют вход преобразователя с землей и выставляют напряжение смещения на выходе ОУ DA1 с помощью резистора R1 так, чтобы выходная частота не превышала 100 Гц. Тактовую частоту FT — l МГц (или 100 кГц) необходимо подать на преобразователь. Те­перь нужно подать на вход преобразователя напряжение, близкое к предель­ному например, 0,95 В) и потенциометром R4 выставить частоту на выходе преобразователя, равную 950 кГц.

Преобразователи параметров линейных компонентов в напряжение. Струк­турные схемы измерителя Rx, Lx, Cx с описанием их работы были приведены ранее. Здесь рассмотрим более подробно один из способов измерения этих величин, основанный на измерении падения напряжения на Rx, Lx, Cx при про­текании через них строго определенного опорного тока. Для обеспечения тре­буемой линейности шкалы значение этого опорного тока не должно зависеть от измеряемой величины в данном поддиапазоне измерения. Для этого эле­мент с измеряемым параметром включается в цепь источника тока, выходное сопротивление которого намного больше измеряемой величины в данном под­диапазоне измерения. Источник тока может быть выполнен на ОУ, полевых транзисторах и т. д. В простом случае в качестве источника опорного тока может быть использован источник напряжения с достаточно большим добавоч­ным сопротивлением. Соотношение между добавочным сопротивлением и из­меряемым в существенной мере определяет систематическую погрешность из­мерения.


Для большинства случаев достаточно отношения Ra/Rx= 100. При этом систематическая погрешность составит около 1% при измерении Rx (без учета временной нестабильности опорного тока).

На рис. 33,а — в показаны схемы измерения Rx, Lx, Cx.

Для измерений Rx (рис. 33,а) можно применить источник постоянного тока. Напряжение на неизвестном резисторе





Рис. 33. Упрощенные схемы измерений Rx, Lx и Сх

Если обеспечить выполнение неравенства Rx/Ra<1 во всем поддиапазоне измерения Rx, то можно это выражение упростить:



Отсюда видно, что при фиксированных значениях UOП и Rд измеренное нап­ряжение пропорционально неизвестному сопротивлению резистора.

Индуктивность измеряют согласно схеме, приведенной на рис. 33,6. Напря­жение на измеряемой индуктивности



При выполнении неравенства wLx/Rд<1 выражение можно упростить: ULx = (w Uoп/Rx) Lx,

т. е. измеренное напряжение на индуктивности будет пропорционально ее зна­чению.

Для измерения емкостей конденсаторов используется схема на рис. 33,8. Напряжение на дополнительном резисторе



Выполнив неравенство RДwCx<1, получим URr » Uon Яд со Сх,

т. е. на дополнительном резисторе будет выделяться напряжение, пропорцио­нальное емкости конденсатора.

Практическая принципиальная схема измерителя Rx, Lx, Cx изображена на рис. 34. Измеритель состоит из генератора опорного напряжения и эталон­ных добавочных резисторов. К выходу измерителя подключается цифровой милливольтметр (можно стрелочный) с пределом измерения 100 мВ. При из­мерении Rx, Lx частота генератора равна 15,9.16 кГц, а при измерении емкос­тей конденсаторов 159,16 Гц.

Генератор опорного напряжения состоит из собственно задающего гене­ратора, собранного на ОУ DA1.1 с времязадающим мостом Вина, масштаб­ного усилителя DA1.2 и выходного каскада. Масштабный усилитель собран по схеме неинвертирующего усилителя на ОУ DA1.2 с коэффициентом усиления, равным 5. Положительная обратная связь подается с выхода DA1.I, а отри­цательная обратная связь для стабилизации выходного напряжения с помощью термистора R5 подается с делителя 1 : 5 R15, R16, подключенного к выходной ступени генератора.





Рис. 34. Принципиальная схема измерителя Rx, Lx, Cx

Частоту задающего генератора можно рассчитать по формуле



Для питания измерителя применен двухполярный источник с выходным напряжением ±18 В вследствие необходимости иметь достаточно высокое оиор-ное синусоидальное напряжение (10 В). Такое напряжение питания (±18 В) для ОУ DA1 К157УД2 является допустимым. Выходное напряжение задающего генератора составляет примерно 2 В. Оно усиливается по напряжению масш­табным усилителем до 10 В и по току выходной ступенью.

Наладить измеритель достаточно просто. Предварительно с помощью ре­зисторов Rl, R2 нужно установить частоту задающего генератора 15,916 кГц (при измерении Rx, Lx) или 159,16 Гц (при измерении Сх). При этом движок резистора R16 должен быть в среднем положении. После этого подстройкой R16 следует установить на выходе генератора опорное напряжение 10 В ±0,05 В.

Необходимо отметить, что для снижения на поддиапазоне 1 мОм погреш­ности измерения, вносимой входным сопротивлением милливольтметра, милли­вольтметр должен иметь входное сопротивление не ниже 50 мОм и входную емкость не более 30 пФ. В качестве резисторов Rl, R2, R16 желательно ис­пользовать многооборотные прецизионные резисторы типа С5-5. Это позволит точно выставить частоту и уровень опорного напряжения и исключить частую калибровку прибора. Погрешность при измерении данным прибором не превы­шает 1,5% при тщательном подборе образцовых добавочных резисторов R17-IR29.


Содержание раздела

---